Monolithic Power Systems, Inc. · NASDAQ:MPWR

Monolithic Power Systems — Technical Presentation (November 2022)

43 slides from Monolithic Power Systems's technical presentation, November 2022

  1. Slide 1: フライバック・コンバータの設計 (PoEアプリケーションの例)

    フライバック・コンバータの設計 (PoEアプリケーションの例) 蜷川顕二 シニアFAE MPSジャパン 2022年11月 rev 20180504

  2. Slide 2: コンテンツ

    コンテンツ 1. はじめに 2. MPSが提供するフライバック・コントローラ 3. フライバック・コンバータを理解する 4. フライバック回路の設計と部品選定例

  3. Slide 3: はじめに

    gC Hlc mrS

  4. Slide 4: フライバック 概要

    フライバック 概要 フライバック・コンバータはスイッチモード付きの電源ICで、 低電力から中電力 (2W～100W) までの AC/DCまたはDC/DCの電力変換に使用されます。 ノートPC用電源 3つのUSB Type-A付き USB Type-C 受電ポート

  5. Slide 5: フライバックが適しているアプリケーション

    フライバックが適しているアプリケーション 汎用、マルチ出力、 LED照明 VoIP電話、PoE 高出力電圧: その他 低電力コンバータ レーザー、ディスプレイ (USBまたはノート など PC用チャージャ) 長所 短所 低コスト 低効率 絶縁 大きな出力コンデンサ、フィルタ、トランス (グランドノイズ耐性、安全性、ESD保護) EMCおよびEMIに対する配慮が必要 マルチ出力 MOSFETおよびダイオード整流器に大きなストレス 広範囲の入力電圧と負荷条件 高出力電圧を生成可能 ステップアップまたはステップダウン

  6. Slide 6: フライバックを使用したPoEアプリケーション分野

    フライバックを使用したPoEアプリケーション分野 サーバー スイッチ / NVR PSEターミナル PDターミナル スマートビルディング IP電話 IPカメラ AP スマート照明

  7. Slide 7: MPSのフライバック・コントローラ

    MPSO774N77-4a4yYkKAa-7F7 mrS

  8. Slide 8: MPSのフライバック・コントローラ

    MPSのフライバック・コントローラ MonolithicPower.com DC/DCフライバック・コントローラ AC/DCフライバック・コントローラ パワーMOSFETを搭載し、 低寄生素子と 外部部品を最少化 低損失 EMI特性改善のための 自然なスペクトル整形 低コストで シンプルな外部回路 一次側または二次側 レギュレーションコントローラ 多様な電力幅 多様なパッケージ 低負荷でのバーストモード

  9. Slide 9: MPSのPoE電源ソリューション

    MPSのPoE電源ソリューション New! 電位 MP8020 MP6005 MP8030 802.3bt PD 71.3W PD フライバック / フライバック / 内部 + 外部 FET フォワードコントローラ IEEE802.3bt フォワードコントローラ IEEE 802.3bt準拠 PSR/SSR対応 71.3W PSR / SSR対応 MP3910 MP8009 PWMコントローラ 802.3at PDフライバック/ プログラマブルな フォワードコントローラ MP3924 IEEE802.3at MP8003A スイッチング周波数 PSR / SSR 対応 4ポート 25.5W 2

  10. Slide 10: フライバック・コンバータを理解する

    ZIAKRY 7 CBT S mrS

  11. Slide 11: フライバックを構成する部品

    フライバックを構成する部品 部品: • MOSFET • 入力コンデンサ • 対となるコンデンサ / フライバック・トランス • 出力整流器 • 出力コンデンサ

  12. Slide 12: フライバックの動作 1.TON

    フライバックの動作 1.TON 1. MOSFET オンの場合 • ダイオードはオフ • 結合インダクタは給電される TON

  13. Slide 13: フライバックの動作 2.TOFF

    フライバックの動作 2.TOFF 2. MOSFET オフの場合 • ダイオードはオン • 結合インダクタは放電される TON TOFF

  14. Slide 14: フライバックの基礎的な計算式

    フライバックの基礎的な計算式 1.TON 2.TOFF 𝑖𝑜 = 𝑖𝐶 𝑖𝑜 𝑖𝑃 𝑉𝑖𝑛 𝐿𝑃 𝑉𝐿𝑝 ≈ 𝑉𝑖𝑛 𝑉𝑖𝑛 𝑉𝑜𝑢𝑡 𝐼𝑃_𝑝𝑘 = ·𝑇 𝑇𝑜𝑛 = 𝐷 · 𝑇𝑠𝑤 𝑉𝐿𝑝 = − 𝑖𝑝 = 0 𝑇𝑜𝑓𝑓 = (1 − 𝐷) · 𝑇𝑠𝑤 𝐿𝑃 𝑜𝑛 𝑛 𝑇𝑜𝑛 · 𝑉𝐿𝑝 = 𝑉𝑖𝑛 · 𝐷 · 𝑇𝑠𝑤 𝑉𝑜𝑢𝑡 𝑇𝑜𝑛 · 𝑉𝐿𝑝 = − · (1 − 𝐷) · 𝑇𝑠𝑤 𝑛 ෍=0…

  15. Slide 15: フライバックの基礎的な計算式

    フライバックの基礎的な計算式 1.TON 2.TOFF 𝑖𝑜 = 𝑖𝐶 𝑖𝑜 𝑖𝑃 結果の式: 電流: 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 𝑛 · 𝐼𝑜 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 Δ𝐼𝑃 = 𝐼𝑃_𝑝𝑘 = + 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 (1 − 𝐷) 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 Δ𝐼𝑃

  16. Slide 16: フライバックの基礎的な計算式

    フライバックの基礎的な計算式 1.TON 2.TOFF 𝑖𝑜 = 𝑖𝐶 𝑖𝑜 𝑖𝑃 結果の式: 電流: 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 𝑃𝑖𝑛 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 Δ𝐼𝑃 = 𝐼𝑃_𝑝𝑘 = + 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 2 1 Δ𝐼𝑃 𝐼𝑟𝑚𝑠 = 𝐼 · 𝐷 · 1 + · 3 𝐼 Δ𝐼𝑃 𝐼𝑃_𝑝𝑘 𝐼𝑃

  17. Slide 17: フライバックの基礎的な計算式

    フライバックの基礎的な計算式 1.TON 2.TOFF 𝑖𝑜 = 𝑖𝐶 𝑖𝑜 𝑖𝑃 結果の式: 電流: 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 𝑃𝑖𝑛 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 Δ𝐼𝑃 = 𝐼𝑃_𝑝𝑘 = + 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 2 𝑛 · 𝐼𝑜 1 Δ𝐼𝑃 𝐼𝑃_𝑟𝑚𝑠 = · 𝐷· 1+ · (1 − 𝐷) 3 𝑛 · 𝐼𝑜 Δ𝐼𝑃 (1 − 𝐷) 𝐼𝑃_𝑝𝑘 𝐼𝑃 2 𝐼𝑜 1 Δ𝐼𝑃 𝐼𝑠_𝑟𝑚𝑠 = · 𝐷· 1+ · (1 −…

  18. Slide 18: フライバックの基礎的な方程式

    フライバックの基礎的な方程式 1.TON 2.TOFF 𝑖𝑜 = 𝑖𝐶 𝑖𝑜 𝑖𝑃 結果の式: 電圧: 𝑉𝑜𝑢𝑡 𝑉𝐷𝑆_𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝑖𝑛 + 𝑛

  19. Slide 19: フライバックの基礎的な方程式

    フライバックの基礎的な方程式 1.TON 2.TOFF 𝑖𝑜 = 𝑖𝐶 𝑖𝑜 𝑖𝑃 結果の式: 電圧: 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 𝑉𝐷𝑆_𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝑖𝑛 + 1−𝐷 𝑉𝑖𝑛 𝑉𝐷1_𝑝𝑘 = 𝑉𝑜𝑢𝑡 + 𝑛

  20. Slide 20: フライバック回路の原理

    フライバック回路の原理 SBD Vo - Vin Co_sec n・(Vo-Vin) Vin Vo ● n:1 . ● Cin OFF時 Co . Vin Vo Vo - Vin 0 0 0 Cin Co_pri OFF時 0 0 0 SBD SBD Co_sec Vo Co_sec n・Vo´ ● n:1 ● . n:1 . ● ● . . Vin ● Cin R Co_pri Vo´ Co_pri R Vo´ 1/n・Vo Vds = Vin + 1/n・Vo Cin ● 0 Vin トランスDRCスナバ 0 0 1/n・Vo： フライバック電圧 0

  21. Slide 21: 重要な電力段のパラメータ

    重要な電力段のパラメータ • CCMおよびDCM • KFR • fsw • 一次側および二次側レギュレーション • スイッチのDmaxの最大ストレスをどのように決定するか

  22. Slide 22: CCMおよびDCM、波形

    CCMおよびDCM、波形 変数 DCM CCM 効率 より高い より低い MOSFET VDS_max 同じ MOSFET ID_max より高い より低い (IP_max) 整流ダイオードの 逆流電圧ピーク 同じ (VD_pk) 整流ダイオードの 電流ピーク ID1_pk より高い より低い (IS_pk) Rms電流および より大きい より小さい リップル トランスのサイズ より小さい より大きい より高い より低い EMI 大きなコンデンサと 小さいコンデンサと フィルタが必要 フィルタ 過渡応答 より速い より遅い 正確に安定させるのに複雑 さが増すシステム。 一次システム。 RHPZ

  23. Slide 23: リップル係数 KFR

    リップル係数 KFR 𝑃𝑖𝑛 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 𝐼𝑃_𝑝𝑘 = + 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛_ 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃_ 𝐾𝐹𝑅 = 𝑃𝑖𝑛 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛

  24. Slide 24: リップル係数 KFR

    リップル係数 KFR 𝑃𝑖𝑛 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 𝐼𝑃_𝑝𝑘 = + 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 η · 𝐷2 · 𝑉𝑖𝑛 2 𝐾𝐹𝑅 = 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 · 𝑃𝑜

  25. Slide 25: リップル係数 KFR

    リップル係数 KFR 𝑃𝑖𝑛 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 𝐼𝑃_𝑝𝑘 = + 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 Δ𝐼𝑃 𝐼𝑃 = 2 𝑃𝑖𝑛 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 η · 𝐷2 · 𝑉𝑖𝑛 2 = 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 Δ𝐼𝑃 𝐾𝐹𝑅 = 𝐼𝑃 = 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃 · 𝑃𝑜 2 𝐾𝐹𝑅 = 1 Δ𝐼𝑃 η · 𝐷2 · 𝑉𝑖𝑛 2 Δ𝐼𝑃 2 𝐿𝑃 = 𝐼𝑃 · 0.3 = Δ𝐼𝑃 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐾𝐹𝑅 ·…

  26. Slide 26: 一次側および二次側レギュレーション

    一次側および二次側レギュレーション 一次側 二次側 • コントロール • 一次側レギュレーション • 二次側レギュレーション

  27. Slide 27: スイッチング周波数の選択

    スイッチング周波数の選択 fSW 選択基準: o fSWが高い場合、トランスと入力および出力フィルタのサイズを小さくする ➢ fSWが高い場合、スイッチング損失が増加 (MOSFETの寄生コンデンサ) o 高いfSWの場合、MOSFETのドレイン容量を減らす ➢ トランスの寄生コンデンサと漏れインダクタンスの両方が低減する ➢ その他の理由 (EMI、フィルタなど)

  28. Slide 28: 最大デューティーサイクルの選択

    最大デューティーサイクルの選択 デューティーサイクル: デューティーサイクルは以下の理由で重要です: • MOSFETおよび整流ダイオードのストレス • 50%以上のデューティーサイクルでCCM稼働時 サブハーモニックが発生するアプリケーション 公称デューティーサイクルを得るためには0.42～0.5の 間、またMOSFETと出力整流ダイオードを最大に等し く使用するには0.35～0.42に設定することを推奨しま す。これにより、MOSFETとダイオードのストレスを 最小化できます。 𝐷 · 𝑉𝑖𝑛 𝑉𝐷𝑆_𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝑖𝑛 + 1−𝐷 𝑃𝑖𝑛 𝐷 ·…

  29. Slide 29: シンプルなフライバック設計と部品選定の例

    シンプルなフライバック設計と部品選定の例

  30. Slide 30: シンプル化したフライバック設計のフロー

    シンプル化したフライバック設計のフロー ユーザー入力 入力パラメータを決定 1 巻数比と一次インダクタンスを計算 2 部品の出力 その他のパラメータを決定 3 スナバ 計算によって得られた最大仕様に 従い、整流ダイオードおよび MOSFET (MPSのICに集積されて いない場合)を選択 出力コンデンサ 電気的出力 4

  31. Slide 31: 設計に関するインプット

    設計に関するインプット 入力 / 出力電圧および電流: • Vin: 36V ~ 72V • Vout: 12V / 1A 設計上の決定事項: • CCMあるいはDCM? • 動作モード: DCM • KFR = 1 より良い安定性、補償が簡単、高効率 DMAX: • Dmax = 0.5 fSW: • fsw = 160 KHz o 損失によって調整 予測されるコンバータの効率 • 低電力: 80%程度の低効率

  32. Slide 32: LP_max および巻数率ns1

    LP_max および巻数率ns1 最初の計算 式: η · 𝐷𝑚𝑎𝑥 2 · 𝑉𝑖𝑛_𝑚𝑖𝑛 2 LP_max = 53 µH 𝐿𝑃 = 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐾𝐹𝑅 · 𝑃𝑜 • コンバータがフル出力電力およびバウンダリモード で動作する場合の最大着磁 / 一次インダクタンス ns1 = 2.5 naux = 5 𝑉𝑖𝑛_𝑚𝑖𝑛 · 𝐷𝑚𝑎𝑥 • 1出力と一次巻線間の巻線率 𝑛𝑠1 = (1 − 𝐷𝑚𝑎𝑥 ) · (𝑉𝑜 + 𝑉𝐷 ) Vd (Output diode forward voltage drop…

  33. Slide 33: MOSFETの選択

    MOSFETの選択 出力パラメータ: 式: 𝐷𝑚𝑎𝑥 · 𝑉𝑖𝑛_𝑚𝑖𝑛 • IP_pk = 1.87 A 𝑉𝐷𝑆_𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝑖𝑛_𝑚𝑎𝑥 + 1 − 𝐷𝑚𝑎𝑥 • ID_(rms)max = 0.77 A 𝑃𝑖𝑛 𝐷𝑚𝑎𝑥 · 𝑉𝑖𝑛_𝑚𝑖𝑛 • VDS_max = 138 V (20%マージン) 𝐼𝑃_𝑝𝑘 = + 𝐷𝑚𝑎𝑥 · 𝑉𝑖𝑛_𝑚𝑖𝑛 2 · 𝑓𝑠𝑤 · 𝐿𝑃_𝑚𝑎𝑥 その他のパラメータ: 𝑛 · 𝐼𝑜 1 Δ𝐼𝑃 • RON…

  34. Slide 34: 整流ダイオード

    整流ダイオード 式: 入力パラメータ: 𝑉𝑖𝑛_𝑚𝑎𝑥 •VF (順電圧ドロップ) 𝑉𝐷1_𝑝𝑘 = 𝑉𝑜𝑢𝑡 + 𝑛 出力パラメータ: • VD_pk = 57.1V (逆電圧ピーク) (40%マージン) • IF_max = 2*Io =2A (順平均電流) その他のパラメータ: • IFSM (ピーク順サージ電流) • trr (逆回復時間) VD1_pk - + A K IF

  35. Slide 35: 出力コンデンサ

    出力コンデンサ 式: 理想の出力電圧リップルを得るための出力コンデン サを選びます。 𝐷𝑇𝑠𝑤 1 入力パラメータ: 𝑣𝑐 = · න 𝑖𝑐 𝑡 𝑑𝑡 𝐶 0 • CO1 = 250µF (コンデンサ値) 出力パラメータ: • ΔVO1 = 0.0125V (出力電圧リップル) その他のパラメータ: • ICo1_rms • ESR (CO1の等価直列抵抗)

  36. Slide 36: 出力コンデンサ

    出力コンデンサ 式: 理想の出力電圧リップルを得るための出力コンデン サを選びます。 𝐷𝑇𝑠𝑤 1 入力パラメータ: 𝑣𝑐 = · න −𝐼𝑜 𝑡 𝑑𝑡 𝐶 0 • CO1 = 250µF (コンデンサ値) 出力パラメータ: • ΔVO1 = 0.0125V (出力電圧リップル) その他のパラメータ: • ICo1_rms • ESR (CO1の等価直列抵抗)

  37. Slide 37: 出力コンデンサ

    出力コンデンサ 式: 理想の出力電圧リップルを得るための出力コンデン サを選びます。 𝐷 · 𝐼𝑜 入力パラメータ: Δ𝑉𝑜 = 𝐶 · 𝑓𝑠𝑤 • CO1 = 250µF (コンデンサ値) 2 𝐼𝐶𝑜1_𝑟𝑚𝑠 = 𝐼𝑠_𝑟𝑚𝑠 − 𝐼𝑜2 出力パラメータ: • ΔVO1 = 0.0125V (出力電圧リップル) その他のパラメータ: • ICo1_rms • ESR (CO1の等価直列抵抗)

  38. Slide 38: フライバック・トランスの概要

    フライバック・トランスの概要 フェライトコア: コアの材料: 経験則に基づき、フェライトコアは問題なく動作します。 多くの種類があるので、仕様を満たすものを選択します。 連続モードで特別な配慮が必要。 • 理想の周波数で動作する コア形状: • 損失が小さい EE, EFD, ETD, EER, RM • 飽和磁束密度 • 透過率 ボビン: ボビンは、コア、安全沿面距離およびピン数をサポートする 構造を提供します。 ワイヤ: 一次側および二次側の電流に対応して、異なるワイヤゲージ が使用されています。 絶縁: トランスはガルバニック絶縁を使用します: • 400V • 1500V • 3000

  39. Slide 39: フライバック・トランス APメソッド

    フライバック・トランス AP メソッド 𝐴𝑤 = 巻線ウインドウ領域 𝐴𝑒 = コアのクロスセクション領域

  40. Slide 40: フライバック・トランスの設計

    フライバック・トランスの設計 1. AP = 121mm4を計算します。 Bmax (入力): 通常フェライトコアには0.2~0.3T X mm 2. 銅箔エリアに合わせて、より大きなAP とともに、 コアとボビンを選択します。 Y mm • EE13とボビン。min lg = 0.29mm 3. 一次側および2次側の巻きを計算します。 • NP = 25 一次側 Bobbin • NS = 10 二次側 • NAUX = 5 Core 予備 3巻テープ Bobbin 3 mm テープ 4. ワイヤのサイズを計算します。 Y mm

  41. Slide 41: スナバの設計

    スナバの設計 式: 入力パラメータ: • LLk = 2.26 µH プライマリ・トランスの漏れ インダクタンス (LM の3%～7%) • ΔVC = 10% 最大スナバコンデンサ電圧リッ プル (通常5%～10%) 出力パラメータ: • Rsnubber = 2.5 kΩ • Csnubber = 0.036 µF • VCsnubber = 43 V • PRsnubber = 0.75 W • VDsn_pk ≈ 1.2 x VDS_max

  42. Slide 42: MP6004 – 最終設計

    MP6004 – 最終設計 特長: • VIN: = 36V～72V • VOUT: 12V/1A • ピーク効率: 86% • フォトカプラのフィードバックなしでの一次側 レギュレーション • 180VのスイッチングパワーMOSFET搭載 • 内部80Vスタートアップ回路 • 不連続導通モード (DCM) • フレキシブルな自己電源または外部VCC電源 • OLP、OVP、オープン回路および熱保護 • 最小限の外部部品 • QFN-14 (3mm x 3mm) パッケージで提供 アプリケーション例: • セキュリティカメラ • VoIP電話 • WLANアクセスポイント • 汎用フライバック

  43. Slide 43: MP6006 高集積フライバック・コンバータ

    MP6006 VIN VDD VBUS D1 4.5V～60V、650kHz、高集積フライバック・コンバータ C1A C8 C4 C1B C2 VOUT CP SNBR 主な特長 利点 EN BST C6 MP6006 • 4.5V～60Vの幅広い入力電圧範囲 • 4.5V～60Vの動作電圧と 100V の SW • 100V VDD 定格スパイク電圧 入力電圧サージ PGND R1 FB • 補助巻線およびフォトカプラ経由での • 最大周波数650kHzで小型のトラ AGND SSRフライバック無しでのアクティブ ンスミッタ M/D COMP VDIODE クランプPSRフライバック • M

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